PWM整流器和DC-DC变换器的特定次谐波抑制算法

针对PWM整流器和DC-DC变换器的奇数次和偶数次谐波，提取出有功和无功分量。在dq坐标系下进行闭环控制，注入到调制波和占空比中。实现整流器的交流电流和直流电压的谐波抑制，逆变器的交流电压和直流电压的谐波抑制。 相比于传统的前馈方法，本方法能够实现更高的控制精度和稳定性。 ### PWM整流器和DC-DC变换器的特定次谐波抑制算法 #### 1. 概述 本文档详细探讨了一种应用于PWM整流器和DC-DC变换器中的特定次谐波抑制算法。该算法针对奇数次和偶数次谐波，通过在dq坐标系下进行闭环控制来实现交流电流、直流电压、交流电压和直流电压的谐波抑制。相较于传统方法，本算法提供了更高的控制精度和系统稳定性。 #### 2. 拓扑结构 **图1** 描述了双向能量路由器的基本拓扑结构。该结构支持两种工作模式：整流模式和逆变模式。在整流模式下，能量从交流侧流向直流侧；而在逆变模式下，则相反。 - **整流模式**：此时交流侧的电流流向变换器，直流侧的电流则流出变换器。 - **逆变模式**：交流侧的电流由变换器流出，而直流侧的电流则流入变换器。 #### 3. 整流模式 在整流模式下，该算法主要关注电网电流的奇数次谐波抑制以及输出电压的偶数次谐波抑制。 ##### 3.1 电网电流奇数次谐波抑制 为了抑制电网电流中的奇数次谐波，首先需要建立数学模型。该模型与控制基波电流的方法相似，都基于电感电流的方向及其对控制器正负号的影响。关键方程为： \[ \begin{cases} \frac{di_g}{dt} = -v_{ab} \\ \frac{di_g}{dt} = +v_{ab} \end{cases} \] 其中，\( i_g \) 表示交流电流，\( v_{ab} \) 表示端口电压。电流流入变换器时，取负号；电流流出变换器时，取正号。根据这些条件，可以构建控制框图，并将计算出的调制波加入到基波电流控制的调制波中。 ##### 3.2 输出电压偶数次谐波抑制 当电感电流流出变换器时，端口电压 \( v_{cd} \) 与电感电压同极性。因此，需要调整数学模型以适应这种变化。关键方程为： \[ \begin{cases} \frac{di_g}{dt} = v_{cd} \end{cases} \] 基于此，可以构建相应的控制框图。值得注意的是，计算出的调制波是端口电压，可以加入到基波电流控制的调制波中。对于Buck电路而言，该调制波即为其占空比 \( D \)，而对于Boost电路而言，则为 \( 1-D \)。 #### 4. 逆变模式 在逆变模式下，该算法关注的是直流电流和交流电压的谐波抑制。 ##### 4.1 直流电流谐波抑制 直流电流被定义为流出变换器。直流电流中的高频成分流入直流侧电容，而低频成分则流入直流侧电阻。为了减轻低通滤波器的负担，可以通过带通滤波器或对直流电流进行二次谐波处理，然后再进行闭环控制。计算出的调制波用于得到逆变Boost电路的占空比 \( D \)，即 \( 1-(1-D+V_{2h})=D-V_{2h} \)。 ##### 4.2 交流电压抑制 交流电压抑制的数学模型与整流模式下的输出电压谐波抑制相似。由于端口电压 \( v_{ab} \) 与交流电压 \( v_g \) 同极性，因此可以将 \( V_{3h} \) 直接叠加到逆变器（相当于Buck电路）的调制波中。特别地，尽管 \( i_g \) 流入变换器，但 \( V_s \) 的谐波抑制等效于流出变换器的电感电流抑制。 #### 5. 控制策略总结 - **极性判断**：控制量与端口电压是否同极性是决定控制策略的关键因素。流出变换器的电感电流视为同极性，流入变换器的电感电流视为反极性。根据极性选择合适的数学模型和控制框图。 - **调制波计算**：谐波控制器计算出的调制波代表端口电压。在整流器中，调制波的绝对值即为Buck电路的占空比 \( D \)，而在Boost电路中，则为 \( 1-D \)。 本算法通过对特定次谐波的有效抑制，显著提高了PWM整流器和DC-DC变换器的工作性能，尤其是在提高控制精度和系统稳定性方面表现出色。