动态退避方案与串行/并行分组编码CDMA系统性能评估

### 动态退避方案与串行/并行分组编码CDMA系统性能评估 #### 1. 动态退避方案 为了保证IEEE 802.11无线局域网（WLAN）中流量的服务质量（QoS），提出了一种动态退避方案。其基本思想是在QBSS中预定义的阈值下动态调整竞争窗口大小。 - **不同案例对比** - 案例1（w1 = 1, w2 = 3, w3 = 2）和案例2（w1 = 1.5, w2 = 2.5, w3 = 2）。从相关结果可知，在空闲和繁忙状态的差异方面，案例1的结果比案例2好很多。在高流量负载下，案例1的性能远优于案例2；但在变化点附近，案例1的性能低于案例2。 - **方案优势** - 采用阈值和PF值的适当动态退避方案比静态退避方案性能更好。此外，在高流量负载下，动态退避方案（DBS）的性能比802.11e标准好很多。 #### 2. 串行/并行分组编码CDMA系统 为了给终端用户提供更高的数据速率，并在下一代通信系统的无线信道中容纳更多用户，宽带码分多址（W - CDMA）成为当前研究的焦点。 ##### 2.1 系统特性 - **复杂扩频**：I/Q码复杂扩频可以通过复数值序列（如多相序列）或两个二进制序列实现。复杂扩频可降低调制信号的峰均功率比，从而提高射频功率放大器的效率。 - **相干接收**：在加性高斯白噪声（AWGN）信道中，相干接收比非相干接收性能好3 dB。在多径衰落信道中，具有最大比合并（MRC）的相干RAKE接收机具有最佳性能。 ##### 2.2 系统模型 - **发射机模型** - 在CDMA系统的反向链路中，采用I/Q码复用导频，扩频包括两个操作： - 信道化操作：I和Q分支上的导频和数据符号分别与正交可变扩频因子码相乘，转换为多个码片。 - 加扰操作：将结果信号进一步与复数值加扰码相乘。 - 第k个用户的发射信号可表示为： \[ \begin{align*} S_{j}(t)&=\sum_{n = -\infty}^{\infty}\left\{\left[E_{D,j}g\left(m_{D,j}(n)S_{I}(n)C_{P,j}(n)+D_{j}(n)S_{I}(n)C_{D,j}(n)\right)\cos(\omega_{o}t + \varphi_{j})h(t - nT_{c})\right]+\left[E_{D,j}g\left(m_{D,j}(n)S_{Q}(n)C_{P,j}(n)+D_{j}(n)S_{Q}(n)C_{D,j}(n)\right)\sin(\omega_{o}t + \varphi_{j})h(t - nT_{c})\right]\right\} \end{align*} \] 其中，$E_{D,j}$是数据信道的码片能量，$g$是导频信道与数据信道的功率比，$m_{D,j}(n)$是第j个用户的数据符号，$N_{P}$是扩频因子，$\varphi_{j}$是载波相位，$C_{P,j}(n)$和$C_{D,j}(n)$分别是导频和数据符号的正交信道码，$S_{I}(n)$和$S_{Q}(n)$分别是小区特定加扰序列的实部和虚部，$h(t)$是脉冲成形滤波器的冲激响应。发射信号的功率为$P_{j}=(1 + g)E_{j}/T_{c}$，其中$E_{j}$是第j个用户数据信道和专用导频信道的码片能量。 - **信道模型和接收机结构** - 多径衰落信道的复低通等效冲激响应为： \[h_{j}(t)=\sum_{l = 0}^{L - 1}\alpha_{j,l}(t)e^{j\theta_{j,l}(t)}\delta(t-\tau_{j,l}(t))\] 其中，L（$L\geq1$）是可分辨传播路径的数量。假设所有用户具有相同数量的多径。$\alpha_{j,l}(t)e^{j\theta_{j,l}(t)}$和$\tau_{j,l}(t)$分别是第j个用户第l条路径的复衰落因子和传播延迟。 - 假设系统中有J个活跃用户，接收信号为： \[r(t)=\sum_{j = 0}^{J - 1}\sum_{l = 0}^{L - 1}\alpha_{j,l}(t)e^{j\theta_{j,l}(t)}S_{j}(t-\tau_{j,l}(t))+\eta(t)\] 其中，$\eta(t)$是双边功率谱密度为$\eta_{0}/2$的AWGN。 - 为了减轻多径效应，采用了具有导频符号辅助相干解调和最大比合并（MRC）的RAKE接收机。接收信号与本地载波相乘，通过脉冲匹配滤波器，然后每个码片周期采样一次。采样值送入RAKE接收机的每个分支，分别对导频和数据符号进行解调，导频符号用于消除不同路径的相位误差并实现MRC。 ##### 2.3 性能评估 - **信道估计的影响** - 在W - CDMA系统中，使用导频符号进行信道估计会受到多址干扰和多径衰落的影响。假设每个路径的衰落相互独立，RAKE接收机每个分支的输出相互独立，求和输出$\sum_{i = 0}^{R_{f}-1}z_{i}(m)=Z(m)$是一个高斯变量，其均值和方差分别为： \[E[Z(m)]=\sum_{i = 0}^{R_{f}-1}\zeta_{i}\alpha_{1,i}(m)K_{mP,i}\] \[var[Z(m)]=\sum_{i = 0}^{R_{f}-1}\zeta_{i}\alph