5G新型多载波调制技术解析

### 5G新型多载波调制技术解析 在5G通信技术的发展中，多载波调制技术至关重要，它关乎着频谱效率、信号传输质量等多个关键指标。本文将深入探讨5G中新型多载波调制相关内容，包括利用取消子载波实现频谱抑制以及频域FBMC - OQAM技术。 #### 取消子载波实现频谱抑制 在时间分离的场景下，为了实现频谱抑制，我们可以利用每个符号周期中在保护子载波（重命名为取消子载波）上传输的系数，这些系数是在活动子载波上传输的数据符号的函数。通常，这些系数被设置为零，并且已经有不同的算法被提出以实现频谱抑制。 频谱效率最大化是一个重要目标，而保护子载波上的功率损失应被限制在较小比例，因为保护子载波数量有限会限制在大带宽上实现频谱抑制所需的自由度。取消子载波对于通过时间分离的脉冲整形来显著提高频谱效率的作用并不明显，因为所获得的频谱抑制通常只在有用频段之外的有限带宽内有效。 然而，当我们已经接受以合理的参数沿着时间分离的路线进行操作时，取消子载波就变得有意义了。在这种情况下，我们可以减少保护子载波和取消子载波的数量，从而进一步略微提高整体频谱效率，虽然这会带来一定的计算复杂度和传输功率浪费，但代价是有限的。 #### 频域FBMC - OQAM 为了解决频谱抑制问题，选择一个长度大于M的基本脉冲是必要的。为了不牺牲频谱效率，我们需要放弃时间分离的方式，允许在同一子载波（以及其他子载波）上传输的连续符号相关信号在时间上重叠。这样一来，收发器的设计不仅要考虑经典OFDM及其变体中已经涉及的载波间干扰（ICI）问题，还要考虑平坦信道和色散信道上的符号间干扰（ISI）问题。 ##### 平坦信道上的收发器设计 基本脉冲的长度通常用KM表示，其中K是重叠参数。由于脉冲长度的增加不会影响频谱效率，所以这里不使用之前的参数来表示。放弃时间分离后，循环前缀也可以避免，但脉冲长度KM应大致与之前考虑的脉冲长度相当，以获得相同水平的频谱抑制。 在时间色散信道上，我们的目标是在不损失频谱效率的情况下解决频谱抑制问题。使用设计好的原型滤波器，子载波间隔为1/M，这会在相邻子载波之间产生干扰。经典OFDM系统中使用的矩形脉冲频谱形状的非可忽略的旁瓣对于保证相邻子载波的正交性至关重要。 设原型滤波器为g[n]，其设计在特定区间内，且为实值对称函数，其傅里叶变换G(F)为实偶函数。相邻子载波的正交性要求考虑Gprod(F) = G(F)G(F - 1/M)。当旁瓣可忽略时，Gprod(F)的能量主要集中在[0, 1/M]区间内，且关于F = 1/(2M)对称，可近似为Gsymm(F - 1/(2M))。 由此可以推导出相邻子载波之间的标量积ri的表达式。该表达式表明，相邻子载波之间的标量积对于偶数i为纯实数，对于奇数i为纯虚数。因此，当在有用子载波上传输纯实数符号时，在相邻干扰子载波上传输纯虚数符号（偶数i）或纯实数符号（奇数i），就可以恢复传输的符号；反之亦然。 具体来说，第k个子载波上传输的信号sk[n]可以表示为： \[sk[n] = \sum_{i = -\infty}^{\infty} j^i a_k[i] g_k[n - \frac{iM}{2}]\] 其中，用于第k个子载波传输的脉冲g_k[n]定义为： \[g_k[n] = j^k g[n] e^{j2\pi \frac{k}{M} n}\] ak[i]表示在第k个子载波上使用第i个时移脉冲传输的实值符号。 这种信号设计还能够解决ISI问题。对于奇数m，干扰项与有用脉冲的标量积为纯虚数；对于偶数m ≠ 0，只要g_k[n]满足奈奎斯特条件，即： \[\sum_{\ell = 0}^{M - 1} |G_k(F - \frac{\ell}{M})|^2 = \sum_{\ell = 0}^{M - 1} |G(F - \frac{\ell}{M})|^2\] 为常数，就可以解决ISI问题。这意味着在原型滤波器设计中引入进一步的约束可以解决偶数m的ISI问题，并且当所有子载波都活跃时，传输信号是白色的。 一种常用的滤波器设计方法是根据以下表达式确定滤波器： \[g[n] = G_0 + 2 \sum_{q = 1}^{K - 1} G_q \cos(\frac{2\pi q}{KM} n), n \in I_K\] 其他情况为零。表1给出了K取不同值时优化后的系数： | K | G0 | G1 | G2 | G3 | |----|----|----|--